传导辐射发射分析

正确。电子设备通过电源电缆和信号线泄漏到外部的噪声电流。通常在150kHz～30MHz频率范围内进行测量，使用LISN（伪电源网络）这一标准化阻抗网络进行评估。

150kHz以下接近电源基本工作频率，难以分离；超过30MHz时电缆开始表现为天线，进入辐射发射（RE）范围。也就是说，传导EMI和辐射EMI通过频率实现了分工。

几乎所有配置开关电源的产品。例如电动汽车的车载充电器（OBC）采用48V→400V DC-DC变换器，工作开关频率约100kHz，其高次谐波恰好落在150kHz范围内。CISPR 25第5类的设计目标是6dB裕度通过测试。

LISN（线路阻抗稳定网络）有两个作用。一是在测量频率范围内将DUT（被测设备）的电源阻抗稳定在50Ω；二是隔离外部电源噪声以稳定测量。

CISPR 16-1-2规范定义的标准LISN电路包含一个50μH电感用于终止电源线，以及0.1μF～1μF耦合电容连接到频谱分析仪的50Ω输入。在150kHz以上，50μH电感的阻抗足够高，使DUT侧看到的阻抗受50Ω主导。

SPICE模型的基本方法是把L-R并联电路加上DC阻断的耦合电容（0.1μF）串联。但高精度分析需包含LISN的寄生参数（自谐振频率、连接器接触阻抗、接地阻抗）。最好的做法是从实测LISN获取S参数并转换为宽带模型。

设电源线正端和负端的噪声电流分别为 $I_1$ 和 $I_2$。差模（DM）电流和共模（CM）电流分离如下：

DM噪声源自开关器件的ON/OFF产生的电流纹波，在电源往返路径反向流动。CM噪声是开关节点与筐体间的浮游容量泄漏到地的电流，在往返路径同向流动。

以车载DC-DC变换器为例，MOSFET开关导致漏极电压从0V变化到400V（dv/dt = 数十V/ns）。这个dv/dt通过MOSFET封装～散热片间的浮游容量（数十pF）产生CM噪声。可用 $I_\text{CM} = C_\text{stray} \cdot \frac{dv}{dt}$ 估算。若为10pF、20V/ns，则瞬时漏电流达200mA。

开关电源的噪声源建模有两种主要方式：电压源模型和电流源模型。DM噪声可从梯形波开关电流的FFT得出等效电流源。梯形波的高次谐波包络由以下公式给出：

重要的是梯形波包络有两个折点（拐角频率）。第一折点 $f_1 = 1/(\pi t_\text{on})$ 处频谱开始以-20dB/dec衰减，第二折点 $f_2 = 1/(\pi t_r)$ 处变为-40dB/dec。上升时间越快，高频成分越多。SiC/GaN器件的这点特别需要注意。

CM噪声由开关节点dv/dt和浮游容量决定，使用等效电压源模型。作为Thevenin等效电路，将开关节点电压 $V_\text{sw}(t)$ 作为电压源，寄生阻抗串联建模。

插入损耗定义为插入滤波器前后LISN端子电压的比值：

设计目标计算方法如下。规范限值 $L_\text{limit}(f)$ 减去测量值（或仿真值）$V_\text{meas}(f)$ 加上裕度：

一级LC滤波器（L-C）可提供-40dB/dec的衰减。在截止频率 $f_c$ 以上：

例如在150kHz需要40dB衰减，可设 $f_c$ 约为15kHz，用一级π型LC滤波器就能达成。但实际中电感的自谐振频率（SRF）和电容的ESL会使滤波器高频特性劣化，器件选型非常关键。

最基础的方法是SPICE电路仿真。将功率变换电路的开关模型、LISN等效电路、EMI滤波器三部分连接，进行时域瞬态仿真（Transient）并对LISN端子电压波形做FFT得到频谱。

三点很重要。(1) 窗函数：开关电源是周期信号，必须以开关周期的整数倍截取。非周期窗会产生频谱泄漏。(2) 时间分辨率：评估到30MHz需要奈奎斯特定理要求最低60MHz采样（≒16.7ns步长），实际需要100MHz以上。(3) 稳态确认：必须用充分衰减后的数据，起动初期的数据会使稳态频谱失准。

好问题。CE分析的精度基本由寄生参数的准确性决定。四个特别重要：

特别是电容的ESL（等效串联电感）。例如0.1μF的MLCC（层状陶瓷电容），若ESL为1nH，自谐振频率为：

超过SRF后，电容表现为电感，不再是电容。16MHz以上滤波器电容失效。这是用理想电容SPICE模型看不到的bug源头。

看使用场景的选择要点。

实务的高效做法是：先用AC分析确定滤波器目标IL并选好器件，再用完整模型Transient分析验证实现效果。这是两阶段法。

当PCB铜箔图形、筐体3D形状的影响显著时，需要联合电路仿真器（SPICE系）和电磁场仿真器（FEM/FDTD/MoM）。SPICE擅长开关电路动态，但分布常数效果和3D电磁耦合不够；FEM/FDTD擅长空间电磁波传播，但能动器件建模弱。

具体流程：(1) 从PCB设计用3D EM工具（Ansys Q3D、Keysight EMPro等）提取寄生RLC → (2) 提取参数加入SPICE netlist → (3) Transient仿真对LISN电压FFT。最近Ansys Twin Builder、Keysight ADS等可一次性处理。

车载CE对策按以下步骤进行：

考虑量产散差（器件容差±20%、温度变动、装配偏差）和老化（电容容量下降、磁芯劣化），最少需要6dB裕度。汽车OEM有的会要求10dB。特别是EMI滤波的共模扼流圈，温度升高时阻抗降低，125°C工作条件下设计才不会损失裕度。

总结如下：

Y电容跨越线路和地，若发生短路故障会有触电危险。IEC 60384-14规定Y1（基本绝缘）、Y2（补助绝缘）等安全等级。车载即使48V系统，与HV系（400V/800V）的绝缘距离也有要求，通常需Y1等级电容。

CE对策布局的3大原则：

若寄生参数模型化得好，1MHz以下能达±3dB、1～10MHz达±6dB、10～30MHz达±10dB的相关性。10MHz以上精度下降的原因是PCB孔环电感和器件高频模型不确定性增大。

所以6～10dB裕度才必不可少。CE分析的目的是"规范通过的事前判定"和"滤波器规格方向决定"。仿真若接近限值可确定NG；若高于20dB裕度可放心。灰度区（0～10dB裕度）必须试制实测最终确认。

按类别整理，有电路仿真器、3D电磁场仿真器、专用EMC工具三种。

初期设计够用。但LTspice无寄生提取功能，PCB图形寄生电感、变压器绕线间容量要手工输入。精度要高就用Ansys Q3D或Keysight EMPro做3D寄生提取，输出SPICE netlist后用LTspice分析的混合流程更现实。

选择准则：

研究上已有进展。两大方向。(1) 代理模型：用大量SPICE仿真结果训练神经网络或高斯过程，建立CE频谱的回归模型。滤波器部品值（L、C、R）输入，毫秒级输出频谱。用于参数优化。

(2) PINN（物理信息神经网络）：在神经网络损失函数中内嵌电路方程，保证物理合规。数据少时外推精度好，但开关电源的强非线性系统仍有课题。

确实。EV用OBC和DC-DC变换器有三大难点：

主动EMI滤波（AEF）备受关注。传统无源滤波（电感+电容）体积重重，AEF用感应放大+注入电路相消噪声，可小型轻量化。CM对策效果大，可替代纳米晶CMC。另一个是LLC共振变换器等软开关拓扑，ZVS（零电压开关）大幅降低dv/dt，从源头抑制CM噪声。

SiC-MOSFET和GaN-HEMT比Si器件快5～10倍，效率高，但CE难度增大。上升时间 $t_r$ 降至5ns以下时，第2折点 $f_2 = 1/(\pi t_r)$ > 64MHz，30MHz以下高调谐仍保持-20dB/dec斜率。Si（$t_r$ = 30ns、$f_2$ = 10.6MHz）相比，10～30MHz的噪声高10～20dB。

对策：(1) 栅极电阻有意降慢dv/dt（效率权衡），(2) PCB布局把寄生电感降到极致（功率回路面积最小化），(3) 滤波器高频特性升级（低ESL电容并联、加铁素体珠）。仿真需ns级时间步长，计算费用增加。

现场常见失败模式整理如下：

CE分析的调试按以下顺序：

"不要过分信任模型"。CE分析的精度取决于模型准确性，但完美模型不存在。仿真是为了"确认方向"和"估算最坏情况"。最终判定必须实测。但没有仿真的试错会消耗巨大部品和试制成本。理论→仿真→试制→实测→反馈的快速迭代才是CE对策的王道。