差分信号传输（Differential Signaling）
理论：取两根线的差
概述
要求把USB走线按“差分100 Ω”布。把两根50 Ω走线并排就行了吧？
两根线相距足够远时是这样，但差分走线通常靠近并排，彼此的电场和磁场耦合，阻抗与单根时不同。在传送相反信号的“奇模”下，与相邻走线之间的电容起作用，阻抗降低。所以把50 Ω走线直接靠近会低于100 Ω，需要联合设计线宽和间距来满足差分阻抗。
奇模与偶模
两根线传送相反信号的状态为奇模（差分信号），同向为偶模（共模噪声）。差分阻抗是奇模阻抗的2倍，耦合越强越低于单根时的 $Z_0$。
近似公式
表层微带线的参考公式（IPC-2141类）。$h$ 为介质厚度，$w$ 为线宽，$t$ 为铜厚，$s$ 为间距，$\varepsilon_r$ 为相对介电常数。精度约±10%，最终值要用二维电磁场求解或板厂的计算确认。
从电话双绞线到高速串行链路
用两根线传送信号、抵消噪声的思路，可追溯到19世纪末电话的双绞线。数字领域中，20世纪90年代LVDS（低压差分信号）标准化，能以约0.35 V的小幅度高速传送并抑制辐射。如今的USB、PCIe、SATA、HDMI等都是差分高速串行传输，每通道可达几十Gbps。信号上升时间到几十ps时，走线微小的长度差乃至拐弯方式都会成为问题。
算例
例1：线宽、间距与差分阻抗
FR-4（相对介电常数4.3）、介质厚0.10 mm、铜厚35 μm表层走线的近似计算：
| 线宽 | 单根Z0 | 间距0.10 mm | 0.15 mm | 0.20 mm | 0.30 mm |
|---|---|---|---|---|---|
| 0.146 mm | 50.0 Ω | 81.6 Ω | 88.6 Ω | 93.0 Ω | 97.3 Ω |
| 0.120 mm | 55.3 Ω | 90.2 Ω | 98.0 Ω | 102.8 Ω | 107.6 Ω |
| 0.100 mm | 60.0 Ω | 98.0 Ω | 106.4 Ω | 111.6 Ω | 116.8 Ω |
两根50 Ω走线以0.1 mm间距并排，降到82 Ω。
对。要做差分100 Ω，可以把线宽稍微减小（例中0.12 mm），间距取0.15～0.20 mm。加大间距会接近100 Ω，但耦合弱时对内噪声抵消减弱，与相邻信号的串扰也增加。紧耦合还是松耦合取决于设计方针，但无论哪种，走线中途改变间距都会改变阻抗、引起反射，所以保持恒定很重要。
例2：长度差与模式转换
| 长度差 | 偏斜 | 上升50 ps | 上升100 ps |
|---|---|---|---|
| 0.5 mm | 3.0 ps | ≈6% | ≈3% |
| 1.0 mm | 6.0 ps | ≈12% | ≈6% |
| 2.0 mm | 11.9 ps | ≈24% | ≈12% |
有效相对介电常数3.19（表层）时，每毫米约6 ps偏斜。偏斜期间两路信号不是相反的，这部分变为共模分量。共模分量在接收端不会被抵消，还会从电缆和机壳辐射成为EMI源。拐角内外侧的长度差也会累积，所以要用蛇形走线使长度一致。
设计与分析
布线基础
- 间距恒定：绕开元件或过孔时两根线一起弯折，保持间距。
- 长度对齐：在偏差产生处附近补偿；全部在接收端补偿，中途区段仍会产生共模。
- 不跨越参考平面分割：下方接地平面有断口会扰乱阻抗、增加共模。
- 过孔与连接器：过孔残桩和连接器处阻抗容易失配，用三维分析确认。
分析流程
- 用二维截面分析求奇模、偶模阻抗，确定线宽和间距。
- 对过孔、连接器、封装做三维分析并提取S参数。
- 把整个通道级联，用眼图和差模→共模转换量评估。
“长度对齐了辐射却很大”
差分对整体长度对得分毫不差，EMI测试中基波奇数倍频率却很大——调查发现，偏差是在接收端之前的蛇形走线中集中补偿的。中途区段一根线一直领先，那一段始终流着共模分量。总长度一致，中途的偏差也不会消失。原则是在偏差产生处附近（如拐角后）补偿。分析时不只看两端的差，按区段查看共模分量大小就一目了然。
常见错误
错误与对策
| 错误 | 后果 | 对策 |
|---|---|---|
| 以为50 Ω×2就是100 Ω | 差分阻抗偏低 | 考虑耦合设计 |
| 中途间距变化 | 反射 | 保持间距恒定 |
| 只在接收端补偿长度 | 中途产生共模和辐射 | 在偏差附近补偿 |
| 跨越参考平面断口 | 阻抗不连续 | 走在连续平面上方 |
| 用近似公式定稿 | 偏差±10% | 用二维分析或板厂确认 |
我想自己试试差分阻抗和眼图。