栅极驱动电路设计
理论：栅极是电容，用电荷思考
概述
换成SiC MOSFET后，不知道栅极电阻该怎么定了。
MOSFET的栅极是电容，开关就是给栅极充入或放出一定量的电荷。栅极电阻决定这一电流大小，从而左右开关速度。越快开关损耗越少，但SiC电压变化非常快（几十V/ns），这一变化通过器件电容向对侧器件的栅极灌入电流。栅极电阻大时这个电流会抬高栅极电压，本应关断的器件导通了。所以要把导通和关断的电阻分开，或关断时加负电压。用数值确认一下。
驱动功率、峰值电流与米勒平台
假定器件：栅极电荷Qg 60 nC，米勒电荷Qgd 20 nC，输入电容Ciss 2 nF，反向传输电容Crss 10 pF，米勒平台7 V，阈值2.5 V（150℃时约1.8 V），内部栅极电阻3 Ω。
dv/dt引起的栅极电压抬高
电流Crss·dv/dt通过反向传输电容流入关断侧器件，在栅极电阻上形成电压。栅极电容的平滑作用用时间常数τ近似，忽略栅极回路电感。
开关太快的烦恼
在硅IGBT时代，开关速度为几V/ns，很多设计用0 V关断栅极。2010年代SiC、GaN MOSFET实用化后，电压变化达到几十V/ns，损耗大幅减少，但误导通和噪声问题变得突出。SiC MOSFET阈值偏低，温度升高还会进一步下降，所以负偏压、米勒钳位等栅极驱动措施成了标准做法。
算例
例1：外接栅极电阻与驱动速度
| 外接电阻 | 合计 | 峰值电流（22 V） | 导通米勒平台 | 关断（−4 V） | 关断（0 V） |
|---|---|---|---|---|---|
| 2 Ω | 5 Ω | 4.40 A | 9.1 ns | 9.1 ns | 14.3 ns |
| 5 Ω | 8 Ω | 2.75 A | 14.5 ns | 14.5 ns | 22.9 ns |
| 10 Ω | 13 Ω | 1.69 A | 23.6 ns | 23.6 ns | 37.1 ns |
200 kHz时驱动功率，+18/0 V为216 mW，+18/−4 V为264 mW（50 kHz时为54 mW和66 mW）。
例2：切换800 V时栅极电压抬高
| dv/dt | 关断侧外接电阻 | 抬高 | 0 V关断最大值 | −4 V关断最大值 |
|---|---|---|---|---|
| 20 V/ns | 2 Ω | 0.98 V | 0.98 V | −3.02 V |
| 20 V/ns | 10 Ω | 2.04 V | 2.04 V | −1.96 V |
| 50 V/ns | 0.5 Ω | 1.57 V | 1.57 V | −2.43 V |
| 50 V/ns | 5 Ω | 2.53 V | 2.53 V | −1.47 V |
| 50 V/ns | 10 Ω | 2.99 V | 2.99 V | −1.01 V |
50 V/ns时即使外接电阻降到0.5 Ω，0 V关断也会升到1.57 V，接近阈值。
器件内部3 Ω的栅极电阻无法从外部减小，所以降低外接电阻也有极限。高温时阈值降到1.8 V左右，实际上栅极走线电感还会引起振荡，0 V关断几乎没有余量。用−4 V左右负偏压关断，即使被抬高也只到−1.5 V。另一种方法是米勒钳位，关断期间以低阻抗把栅极连到源极，泄放灌入的电流。但SiC栅极不耐负电压，数据手册中允许的负电压常限制在−5 V左右，所以负压不能太深。另外导通和关断分开设电阻，可在保持导通速度的同时抑制误导通。
设计流程
- 从数据手册读取Qg、Qgd、Crss、阈值温度特性和允许栅极电压。
- 根据驱动功率和峰值电流选择驱动IC和隔离电源。
- 按最大dv/dt计算误导通余量，确定负偏压或米勒钳位。
- 减小栅极回路，使用开尔文源极连接。
- 用双脉冲试验测量波形并与计算比较。
“只在高温时损坏的逆变器”
某SiC逆变器在室温试验中运行正常，却在高温耐久试验途中上下管同时导通而损坏。栅极用0 V关断。室温时阈值约2.5 V，能承受dv/dt引起的抬高，但150℃时阈值降到约1.8 V，抬高超过了它。改为−4 V负偏压并减小关断侧栅极电阻后，高温下也不再误导通。
常见错误
错误与对策
| 错误 | 后果 | 对策 |
|---|---|---|
| 按室温阈值设计 | 高温误导通 | 按高温值确认 |
| 导通关断同一电阻 | 速度与安全难兼顾 | 分开电阻 |
| 负偏压过深 | 栅极劣化 | 在额定范围内 |
| 栅极回路大 | 振荡、误导通 | 开尔文连接 |
| 忘记内部栅极电阻 | 高估速度 | 按合计计算 |
我想了解相关内容。