功率电子开关EMI分析 — dV/dt引起的传导·辐射噪声的CAE预测与对策
机理：梯形波产生噪声
概述
换成SiC MOSFET后效率提高了，但EMI测试在30 MHz附近开始不合格。为什么？
因为开关变快了。开关的电压波形是上升和下降需要时间的梯形波。它的频率成分在某个频率以上会急剧变小，而这个分界由上升时间决定。切换越快，分界就移向越高频，原来很小的几十MHz成分就保留下来。降低损耗就会增加噪声，这是电力电子的基本权衡。
梯形波的频谱
$V$ 为电压幅值，$D$ 为占空比，$T$ 为开关周期，$t_r$ 为上升时间。频谱上限（包络线）在 $1/(\pi D T)$ 以下是平的，到 $1/(\pi t_r)$ 为止与频率成反比（每十倍频程−20 dB），再往上与频率平方成反比（每十倍频程−40 dB）。
差模与共模
差模噪声在电源去线和回线上反向流动，主要来自开关电流纹波。共模噪声在两根线上同向流动，经机壳或大地返回；它是电压变化 $dV/dt$ 作用于开关节点与散热器、机壳之间的寄生电容 $C_p$ 而产生的。
源于收音机杂音的标准
传导发射限值从150 kHz开始、辐射发射从30 MHz开始测量，是因为最初要保护的是无线电广播。国际委员会CISPR制定了测量方法和限值，使家电和机械产生的噪声不干扰调幅、调频广播和无线通信。后来又制定了处理车内电子设备相互干扰的标准，电动汽车逆变器必须不干扰车内收音机和通信。测量频率范围以及限值随频率变化的原因，都来自被保护接收机一方的需要。
算例
例1：上升时间与噪声大小
对400 V、100 kHz、占空比0.5的梯形波求频谱包络（单位 dBμV）。第一个拐点频率为63.7 kHz，各情况相同。
| 上升时间 | dV/dt | 第二拐点 | 1 MHz | 10 MHz | 30 MHz | 100 MHz |
|---|---|---|---|---|---|---|
| 50 ns | 8 kV/μs | 6.4 MHz | 148.1 | 124.2 | 105.1 | 84.2 |
| 10 ns | 40 kV/μs | 31.8 MHz | 148.1 | 128.1 | 118.6 | 98.2 |
| 2 ns | 200 kV/μs | 159 MHz | 148.1 | 128.1 | 118.6 | 108.1 |
1 MHz时完全一样，30 MHz时却差了13.5 dB。
对。上升时间只在第二拐点以上起作用。从50 ns缩短到10 ns，30 MHz增加13.5 dB，100 MHz增加14 dB；再缩短到2 ns，100 MHz又增加10 dB。把低频传导噪声看作由开关频率和占空比决定、高频辐射噪声由上升时间决定，就容易找准对策方向。包络线是上限，实际谐波有零点，不要只看某一个频率下结论。
例2：寄生电容与共模电流
| 寄生电容 | 50 ns（8 kV/μs） | 10 ns（40 kV/μs） |
|---|---|---|
| 20 pF | 0.16 A | 0.80 A |
| 50 pF | 0.40 A | 2.0 A |
| 100 pF | 0.80 A | 4.0 A |
400 V切换时流过的共模电流峰值。功率模块与散热器之间的绝缘层往往有几十到几百pF的电容。对策是减小电容（加厚绝缘层、减小开关节点的铜面积），或缩短电流回路，不让它流出机壳。
例3：滤波器衰减量
共模扼流圈1 mH与Y电容4.7 nF×2（共9.4 nF）的拐点频率为51.9 kHz。理想衰减量在150 kHz为18 dB，1 MHz为51 dB，10 MHz为91 dB。但实际扼流圈因绕组间电容在数MHz以上效果下降，Y电容也因引线电感在高频失效。不要指望10 MHz有91 dB。
Y电容越大越有效，但会在工频下流过漏电流：230 V、50 Hz时2.2 / 4.7 / 10 nF分别为0.16 / 0.34 / 0.72 mA。各类设备都有漏电流上限，因此电容值要在安全标准的约束内确定。
分析与对策的步骤
分析步骤
- 用电路仿真求出包含寄生电感和寄生电容的开关波形。理想元件模型得不到边沿的振铃。
- 对传导噪声，在电源侧接入线路阻抗稳定网络（LISN）模型，对其端子电压做FFT。
- 对辐射噪声，把电路求得的波形输入包含电路板、电缆、机壳的三维电磁场分析。电缆往往是最大的天线。
- 与测量比较。与分析值的差可用于估计测量离散和未知寄生参数。
对策优先顺序
- 抑制源头：减小开关回路面积，减少寄生电感引起的振铃。用栅极电阻稍微放慢上升沿是与损耗的权衡。
- 切断路径：减小开关节点的铜面积以降低寄生电容，让共模电流在机壳内返回。
- 用滤波器滤除：最后加滤波器。高频时效果由元件寄生参数和布局决定，要让输入和输出走线分开。
“滤波器加大后反而变差”
传导噪声测试中10 MHz附近超限，于是把扼流圈换成更大的，结果反而更差——这种事很常见。大扼流圈匝数多、绕组间电容也大，自谐振频率下降，在10 MHz时表现得像电容，让噪声直接通过。高频对策中，“寄生参数小的元件和布局”比“大元件”更有效。滤波器输入和输出走线靠得太近，也会通过电容耦合被旁路。
常见错误
错误与对策
| 错误 | 后果 | 对策 |
|---|---|---|
| 用理想开关仿真 | 漏掉振铃和高频成分 | 加入寄生L、C和器件模型 |
| 只加快开关沿 | 几十MHz噪声增加 | 同时减小回路面积和寄生电容 |
| 相信滤波器理想衰减 | 数MHz以上衰减不足 | 评估元件自谐振和布局 |
| Y电容过大 | 漏电流超限 | 从安全标准上限反推 |
| 分析中不含电缆 | 低估辐射噪声 | 包含电缆和机壳分析 |
我想自己试试频谱和滤波器的特性。
价值
详细
错误